LTC4366浪涌抑制器工作原理详解

来源：网络　2021-12-21 10:00:00

LTC4366浪涌抑制器可保护负载免遭高压瞬变的损坏。通过控制一个外部N沟道MOSFET的栅极，LTC4366可在过压瞬变过程中调节输出。在MOSFET两端承载过压的情况下，负载可以保持运作状态。在返回线路中布设一个电阻器可隔离LTC4366，并允许其随电源向上浮动；因此，输出电压的上限仅取决于高值电阻器的可用性和MOSFET的额定规格。

一个可调的过压定时器能在浪涌期间避免损坏MOSFET，而一个附加的9s定时器则为MOSFET提供了冷却周期。停机引脚负责在停机期间将静态电流减小至14A以下。在一个故障发生之后，LTC4366-1将锁断，而LTC4366-2则将执行自动重试操作。

LTC4366引脚图

引脚功能：

BASE：用于外部PNP并联稳压器的基极驱动器输出。该引脚连接至一个内部6.2V齐纳二极管(其负极接至OUT引脚) 的正极。在期望较低的静态电流但禁止使用一个较大的V_SS电阻器时，将一个外部PNP的基极连接至该引脚 (此PNP 的集电极接地，而发射极则连接至 V_SS)。不用时把该引脚连接至 V_SS。裸露焊盘：裸露衬垫可以置于开路状态或连接至 V_SS。

FB：过压调节放大器反馈输入。把该引脚连接至一个位于OUT和地之间的外部阻性分压器。过压调节放大器负责控制外部N沟道MOSFET的栅极，以把FB引脚电压调节在OUT以下1.23V。在发生快速过压的情况下，过压放大器将启动 GATE引脚上的一个200mA下拉电流源。

GATE：用于外部N沟道MOSFET的栅极驱动。在启动期间，一个内部7.5 A电流源从V_DD引脚对外部N沟道MOSFET的栅极充电。当OUT电压高出V_SS达4.75V时，充电泵将完成GATE的充电(比OUT高12V的电压)。在发生快速过压的情况下，先启动一个位于GATE和OUT之间的200mA下拉电流源，然后由过压调节放大器来调节GATE引脚电压。

O U T ：充电泵和过压调节放大器电源电压。用于从MOSFET源极供电的浮动电路之电源输入。当OUT电压高于 4.75V (UVLO2) 时，充电泵将接通并从该引脚吸取功率。当OUT超过2.55V(UVLO1)时，它被用作过压调节放大器的一个电源和基准输入。此引脚被箝位于5.7V并需要一个0.22 F或更大的电容器以旁路至V_SS引脚。

SD：停机比较器输入。不用时将此引脚连接至 V_DD。把该引脚连接至一个受限的下拉电流 (此电流通过增设一个与晶体管漏极开路或集电极开路相串联的电阻器产生)。启动外部下拉电流源将抽走内部 1.6 A 上拉电流源，可以使SD引脚电压越过停机门限。该门限被定义为 V_DD– 1.5V，且具有一个 280mV 迟滞。为避免误触发，该引脚必须持续处于上述门限以下达700 s以启动停机状态。停机状态可把总静态电流 (I_VDD+ I_OUT) 减小至20A 以下。该静态电流不包括 V_DD、OUT 和BASE稳压器中的分路电流。在LTC4366发生故障之后，器件置于停机模式并将清除故障和允许恢复工作。在9s的冷却周期中清除故障将可缩短LTC4366-2(自动重试)版本的冷却时间。

TIMER：定时器输入。将该引脚置于开路，过压调节时间1s，然后故障关断。在该引脚和V_SS之间连接一个电容器，以设定一个用于在开关断开之前进行过压调节时间278ms/F。LTC4366-2版本固化一个9s的冷却周期并后重新起动。

V_DD：启动电源。用于7.5 A启动电流源(它负责给外部N沟道MOSFET的栅极充电)的电源输入。该引脚还用于为在外部MOSFET关断时处于运行状态的定时器和逻辑电路供电。此引脚被箝位在V_SS+12V。不要使用一个电容器对该引脚进行旁路。

V_SS：器件回线和衬底。TIMER和OUT引脚上的电容器应回接至该引脚。

简化示意图

工作原理

简化示意图描绘了三种操作状态：起动、运行和调节模式。先前的浪涌抑制器件由输入电源供电，因此所能承受的浪涌电压被限制为器件输入引脚的击穿电压。如运行模式和调节模式所示，该器件的大部分电路都由输出供电，于是MOSFET将浪涌与器件的电源引脚隔离开来。这允许用于浪涌电压高至外MOSFET的击穿电压。在起动模式中，一个15A涓流电流流过R_IN，其中一半的电流用于给栅极充电，而另一半电流则用作偏置电流。当GATE引脚充电时，外部MOSFET导通从而上拉OUT引脚电压。这将导致器件进入运行模式，此时输出电压之高足以成为充电泵的电源电压。充电泵随后用于对栅极进行充分的充电 (达到高于源极电压达12V)。由于输出电压等于输入电压，因此有必要保护负载免遭输入电源过压的损坏。在调节模式中，使用一个1.23V 基准作为过压调节放大器参考。如果上方反馈电阻器 R_FB1两端的电压降超过1.23V，则调节放大器将拉低栅极电压以把 R_FB1电压回调至1.23V。因此，输出电压的箝位通过设定R_FB1和R_FB2之间的适当比值来实现。

例如：倘若输出电压被调节在100V，则R_FB2两端的电压降为98.77V。假如齐纳二极管Z3为5.7V，那么R_SS两端的电压降为94.3V。因此，当输出位于一个高电压时，大部分的电压将降落在两个电阻器R_FB2和R_SS的两端。这说明了 LTC4366的输出电压是怎样随电源向上浮动的。可调型三端稳压器 (例如：LT1085和LM117) 也基于这种设计思想。功能示意图描绘了实际的电路。V_DD引脚上的一个外部R_IN电阻器用于给12V并联稳压器加电，该稳压器随后使逻辑电源V_CC上电。在确认处于开机运行状态之后，从V_DD以一个7.5 A电流来给GATE引脚充电。这是起动模式。当OUT至V_SS电压超过2.55V UVLO1门限时，启用过压放大器。接着，4.75V UVLO2门限被越过，充电泵接通。充电泵以 20 A 的电流将 GATE 引脚充电至其终值，即高于OUT电压达12V(由 Z4 对其实施箝位)。这使得能够对位于 OUT 和 V_SS之间的电容器进行充电，直到被 Z3 箝位至 5.7V 为止。在此运行模式中，MOSFET被配置为一个低电阻传输晶体管，而且MOSFET中的电压降和功率耗散极少。

此时，上电后的LTC4366做好了保护负载免遭过压瞬变损坏的准备。过压调节放大器通过检测FB引脚相对于OUT 引脚的电压 (R_FB1两端的压降) 来监视OUT和地之间的负载电压。在过压情况下，OUT引脚电压上升，直到放大器驱动M1栅极以调节和限制输出电压为止。这是调节模式。

在调节期间，剩余的电压降落在MOSFET的两端。为防止MOSFET发生过热，LTC4366采用TIMER引脚来限制过压调节时间。TIMER引脚以9A的电流充电，直到该引脚的电压超过2.8V为止。在该点上设定一个过压故障，MOSFET被关断，而且器件进入一个9秒的冷却周期。逻辑和定时器模块在冷却周期中处于运行状态，而GATE引脚电压则被拉至OUT。

在SD引脚变换至低电平并随后变换至高电平之前，该器件的锁断版本 LTC4366-1 将处于故障模式。当故障模式被清除时，允许GATE重新接通MOSFET。自动重试版本LTC4366-2则在等待9秒之后清除故障模式并重新起动。

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标签： LTC4366 浪涌抑制器 MOSFET Linear

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